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Sonde per wafer a onde millimetricheIn molte nuove applicazioni viene sempre più spesso preso in considerazione l'utilizzo di segnali nello spettro delle onde millimetriche. Di conseguenza, l'attività di modellazione e validazione di dispositivi e sottosistemi elettronici richiede l'esecuzione di misure a frequenze sempre più elevate.

Tuttavia, le limitazioni di alcuni strumenti di misura in presenza di segnali a frequenze così elevate possono creare diversi problemi a progettisti e sviluppatori. Ad esempio, oltre alla caratteristiche di base come i parametri-S, potrebbe essere necessario conoscere anche la compressione del guadagno, la distorsione di intermodulazione e il comportamento della conversione di frequenza, il tutto su una gamma di frequenze estremamente ampia.

La concatenazione dei risultati di misura (stitching) ottenuti tramite uno strumento che lavora per sottobande può funzionare, ma i tempi di configurazione e calibrazione diventano lunghi e, poiché l’incertezza dei processi è diversa nelle varie sottobande, l'unione dei vari insiemi di dati può presentare discontinuità che richiedono un'attenta analisi.

Anomalie dovute alla concatenazione dei risultati misura (data stitching)Fig. 1: Esempio di anomalie dovute alla concatenazione dei risultati misura (data stitching) acquisiti su più bande dovute alla variazione di incertezza agli estremi dalla banda di lavoro di sonde e/o moduli di misura. Poiché nelle due bande vengono utilizzati hardware diversi, sonde diverse e (a volte) elementi di calibrazione diversi, le caratteristiche di misura possono cambiare in modo significativo.

Un analizzatore di reti vettoriale (VNA) con le relative sonde a banda larga in grado di coprire un ampio intervallo di analisi, dalle basse frequenze fino ai 220 GHz, può aiutare a risolvere alcune di queste complicazioni di misura.

Tra i requisiti richiesti a uno strumento per questo tipo di applicazioni vi sono: una schiera di moltiplicatori con sufficiente capacità di controllo della potenza; downconverter con buone prestazioni di rumore e adeguata linearità; un sistema di multiplexing in grado di gestire diverse gamme di frequenza, sia dal lato della sorgente che del ricevitore; e un'interfaccia di connessione a banda larga che permetta di effettuare in un singolo passaggio le misure sul wafer su tutta la gamma gamma di frequenze di interesse.

Nei paragrafi seguenti verranno discussi alcuni dei compromessi e delle opzioni tecnologiche disponibili per le diverse parti del sistema di misura, oltre agli obiettivi prestazionali raggiungibili in termini di stabilità, caratteristiche di rumore, linearità e potenza.

Introduzione: requisiti di misura

I dati dei parametri-S a banda larga e altri risultati delle misure a microonde sono fondamentali per alcune procedure di estrazione del modello (ad esempio, [1] [6]). In altri, i dati relativi alle misure a microonde possono servire solo per generare gli elementi parassiti dei modelli di dispositivi.

In entrambi i casi, la qualità dei dati delle misure sottostanti è spesso estremamente importante per le prestazioni complessive del modello o per qualsiasi tipo di analisi descrittiva.

Tipicamente, bisognerà ricorrere a qualche processo di de-embedding, per eliminare gli effetti di connessioni e cablaggi, e ottenere così i veri risultati riferiti alle punte della sonda o ai limiti del dispositivo o del sottosistema in esame.

Inoltre, le misure necessario possono spesso avventurarsi oltre la zona di funzionamento lineare per piccoli segnali, per includere compressione (AM/AM, AM/PM), armoniche, distorsione di intermodulazione o reiezione della potenza del canale adiacente e altre metriche.

Tali quantità che sintetizzano il comportamento in zone quasi lineari o non lineari possono essere parte di uno sforzo di modellazione non lineare più completo o possono essere impiegate come strumento di caratterizzazione di base.

Alcune di queste ultime quantità possono talvolta essere chiamate in causa solo a livello di sottosistema, dove entrano in gioco anche altre misure, come le caratteristiche della conversione di frequenza (guadagno e fase), distorsione di modulazione, e così via.

Ciò che accumune tutte le misure descritte in questo articolo è la necessità di eseguire l'analisi su un intervallo di frequenze portanti molto ampio e con uno strumento la cui linearità non domini la misura.

Potenziali problemi nelle misura a banda larga oltre la banda F

Per effettuare queste misure, attualmente si hanno di fronte diverse sfide da superare. Una configurazione di misura tipica può prevedere un sistema a banda larga a 110 o 125 GHz accoppiato a dei moduli a guida d'onda specializzati per banda (ad esempio, 110-170 e 170-260 o 90-140 e 140-220…).

Durante il montaggio e lo smontaggio di moduli e sonde dalla probe station si possono incontrare diversi problemi (a meno di essere così fortunati da disporre di due o tre probe station equivalenti!).

Per l'estrazione dei parametri del modello di dispositivo a banda larga e le attività di verifica delle prestazioni dei circuiti integrati, le specifiche di un PDK (Product and process Design Kit) richiedono che lo stesso dispositivo in prova (DUT, Device Under Test) venga misurato a più temperature (solitamente cinque o più) e, quindi, eseguendo più cicli di contatto (touchdown) tra le sonde e il dispositivo fisico in prova.

Allo stesso tempo, i pad di contatto del dispositivo in prova adatti per il collegamento alla sonda a onde millimetriche sono molto più piccoli, poiché la reattanza parassita del pad aumenta con la frequenza.

Poiché i pad di piccole dimensioni possono sopportare solo pochi cicli touchdown della sonda, può diventare impossibile misurare lo stesso DUT sull'intero intervallo di frequenza (costituito da più bande) e a tutte le temperatura richieste. Spesso, si è così costretti a scegliere diversi DUT per diverse temperature (o bande di frequenza), il che può aumentare significativamente l'incertezza nel modello misurato o nei parametri specificati.

Pertanto, il sistema di misura che può ridurre il numero richiesto di touchdown e ottenere risultati con un unico touchdown su un'ampia gamma di frequenze sarà di grande aiuto.

I tradizionali estensori di frequenza per analizzatori VNA sono sensibili anche alle più piccole instabilità dell'ambiente del laboratorio di misura. In parte a causa della posizione remota del modulo, che non consente l'utilizzo di molti circuiti di controllo retroazionati, le caratteristiche di un sistema di misura a banda larga possono deviare più velocemente rispetto a quelle di un analizzatore di reti vettoriale classico. Ciò aumenta il tempo effettivo del ciclo di misura e porta alle necessità di effettuare ricalibrazioni del sistema più frequenti.

La frequente necessità di riconfigurazione e di cambio dei moduli necessari per effettuare misure su un ampio intervallo di frequenza aumenta i tempi di inattività del banco di test e il rischio di danneggiare costosi componenti del sistema, come le sonde per i wafer e gli estensori di frequenza dell'analizzatore VNA. Tutto ciò aumenta ulteriormente il già alto costo tipico dei test.

Anche l'integrità dei dati rappresente un potenziale problema.

Dato che vengono utilizzate sonde diverse nelle diverse bande (con possibili caratteristiche diverse quanto vengono a contatto col dispositivo in prova, certamente con perdite e adattamento certamente diversi) e vengono utilizzati diversi moduli di misura (con caratteristiche di adattamento, efficienza, purezza spettrale, stabilità e rumore differenti), le misure nelle diverse bande verranno acquisite in condizioni diverse.

Sebbene la calibrazione correggerà la maggior parte di queste differenze (non linearità, rumore, purezza spettrale, deriva o differenze di ripetibilità), le incertezze e le distribuzioni nelle diverse bande saranno probabilmente diverse. Ciò solleva alcune domande su come gestire le inevitabili discontinuità dei dati misurati, come quello mostrato schematicamente nella Figura 1.

Gli intervalli di incertezza nelle due bande si sovrappongono e non c'è niente di fondamentalmente sbagliato in nessuno dei due processi di misurazione, ma la discontinuità complica l'interpretazione dei risultati. Poiché i singoli moduli (e forse le sonde) possono avere incertezze degradate ai margini della loro banda di lavoro, l'analisi può diventare ancora più difficile (vedere ad esempio, [7]).

Una volta raccolti i dati, il anche il processo di de-embedding al piano di riferimento desiderato può diventare un'avventura. In particolare nei processi BiCMOS e CMOS più recenti, possono essere coinvolti 5-9 layer metallici e il piano di riferimento del transistor desiderato può trovarsi nello strato inferiore mentre i pad della sonda sono in alto.

Questa ulteriore complicazione porta alla necessità di efettuare il de-embedding su un'intera rete elettrica da molte via e transizioni tra i vari layer del semiconduttore, con perdite di inserzione significative e scardo adattamento (vedere ad esempio, [7] [9]).

Come è stato discusso altrove, l'aumento di perdita e di disattamento d'impedenza crea più stress al processo di de-embedding e ai dati di misurazione sottostanti (ad es. [10] [11]), in particolare per quanto riguarda la deriva. Poiché tali processi di fabbricazione sono sempre più interessanti alle frequenze delle onde millimetriche, la stabilità e l'accuratezza di base delle misure dei parametri S possono essere critiche (e che si ricollegano agli interrogativi sullo stitching e al controllo delle incertezze su tutte le bande, inclusa la ripetibilità del touchdown).

Un altro aspetto del processo di misurazione, il livello di pilotaggio RF, può risultare decisamente importante per i transistor nudi e certi amplificatori che lavorano alle frequenze più elevate, dato che il punto di compressione riferito all’ingresso potrebbe essere piuttosto basso.

In alcuni casi potrebbe essere necessaria una potenza del segnale di pilotaggio inferiore a -40 dBm o meno, così come un regolazione accurata del livello di potenza (per non correre il rischio di finire inavvertitamente in una regione di livello di compressione diverso da quello atteso). Per le misure in zone quasi lineari, una regolazione accurata della potenza è ancora più importante (vedi ad esempio, [12]).

Tipicamente, la soluzione più antiquata con l'utilizzo di un attenuatore variabile meccanico non garantirà una sufficiente planarità della caratteristica di potenza per quest'ultima classe di misure. Nella Figura 2 è riportato un esempio di misure effettuate su un amplificatore a basso rumore (LNA) a 120 GHz in cui inizialmente il livello di pilotaggio non era stato preso in considerazione (etichettato come "nominale", invece non era piatto e in alcuni punti raggiungeva i -15 dBm) insieme ad una misura in cui la potenza era regolata a 40 dBm.

Non solo il guadagno era molto compresso nella prima misura ma, a causa di problemi di planarità della caratteristica, la quantità di compressione variava in modo significativo con la frequenza. Questo esempio è un caso estremo in quanto il DUT era altamente compresso in condizioni di pilotaggio nominale, ma alle frequenze più elevate nella banda delle onde millimetriche, e in particolare quando si lavora con i transistor nudi, la compressione nella porzione iniziale della curva non è un fenomeno insolito.

Esempio di misura su un amplificatore da 120 GHzFig. 2: Esempio di misura su un amplificatore da 120 GHz con livelli di pilotaggio nominali e regolati (-40 dBm). La configurazione nominale ha causato livelli di compressione del guadagno enormi e variabili

Se la potenza di pilotaggio è accurata, un altro aspetto da prendere in considerazione è la linearità del ricevitore dello strumento, poiché correggere la distorsione del ricevitore può essere difficile.

Poiché molti ricevitori o onde millimetriche utilizzano la miscelazione armonica di ordine relativamente alto, la gestione dell'oscillatore locale interno è importante per mantenere la linearità alla porta di test.

Un esempio di misura su una coppia di strutture contrastanti è mostrata nella Figura 3: la misura combinata della distorsione di intermodulazione in spazio libero (spaziatura dei toni 100 MHz) è stata effettuata su due ricevitori con lo stesso numero armonico, ma diversi sistemi per l'oscillatore locale, uno con una lieve modifica (clipping) e l'altro modificato più pesantemente (clipping e active edge sharpening).

La linearità residua (espressa come punto di intercetta del terzo ordine del ricevitore riferito al piano di misura) differiva di circa 10 dB. Le tecnologie di base del convertitore non erano le stesse in questo esperimento (diverse tensioni di breakdown), quindi non sono possibili conclusioni estremamente ampie, ma può verificarsi un'ampia varianza nei livelli di linearità del ricevitore in questo intervallo di frequenza.

Distorsione di intermodulazione tracciata per due diverse strutture di ricevitori a onde millimetricheFig. 3: La distorsione di intermodulazione tracciata per due diverse strutture di ricevitori a onde millimetriche. Sebbene molte variabili siano importanti (forma d'onda livello di pilotaggio dell'oscillatore locale, tecnologia del dispositivo di conversione, ...), i livelli di linearità disponibili possono variare notevolmente.

Alcuni approcci e possibili opportunità

Un modo per affrontare alcune delle sfide discusse nella sezione precedente è l'utilizzo di un analizzatore di reti vettoriale (VNA) a banda larga con livelli di integrazione e controllo del sistema sufficienti per ottenere una ragionevole stabilità e con ricevitori di linearità relativamente elevata.

Lo schema a blocchi di un tale sistema è illustrato in Figura 4 (ME7838G), che è composto dall'unità base VNA e dai moduli a onde millimetriche.

I moduli gestiscono la ricezione nell'intervallo di frequenze 30-226 GHz utilizzando accoppiatori diretti a banda larga e un sistema di campionamento con oscillatore locale basato su linee di trasmissione non lineari III-V (ad esempio, [13]). Il prodotto di intermodulazione del terzo ordine riferito alla porta di questi downconverter supera i 30 dBm, il che aiuta a rispettare i requisiti di linearità.

Diagramma a blocchi di un di sistema di misura a banda larga da 220 GHzFig. 4: Diagramma a blocchi di un di sistema di misura a banda larga da 220 GHz. Una singola connessione di interfacciamento consente di effettuare misure senza concatenazioni (stitching), elevata linearità e stabilità del ricevitore e ampio controllo della potenza

I moduli gestiscono la moltiplicazione della sorgente sopra i 54 GHz e utilizzano una serie di quattro multiplexer (prima degli accoppiatori di misura) per iniettare energia dai rispettivi moltiplicatori. Poiché è disponibile una potenza progressivamente inferiore alle frequenze più alte delle onde millimetriche, il multiplexer di frequenza più alto è l'ultimo e ha l'accoppiamento più stretto. I circuiti di livellamento, sia per il segnale a radiofrequenza che dell'oscillatore locale, si estendono fino ai moduli per migliorare la stabilità della misura.

L'integrazione dei ricevitori, degli accoppiatori e dei moltiplicatori in un piccolo spazio aiuta a mantenere uniforme la temperatura e, quindi, a ottenere una maggiore stabilità, così come la posizione vicina degli accoppiatori alla punta della sonda.

La porta di prova è costituita da una struttura che supporta una nuova modalità coassiale (diametro del conduttore più esterno di 0,6 mm) ma utilizza una flangia di precisione UG-387 invece di un corpo filettato per formare l'accoppiatore esterno. La maggiore area di accoppiamento dell'interfaccia flangiata migliora la durata e riduce significativamente le forze assiali e i momenti flettenti del dispositivo di collegamento.

La ripetibilità con e senza rotazione è migliorata utilizzando una flangia UG-387 pin-guided di precisione e orientamenti angolari limitati della connessione: 0 e 180 gradi. Un tale sistema di interconnessione consente l'uso di una singola sonda su wafer per effettuare misure da 70 kHz a 226 GHz.

Le sonde RF per wafer convertono l'energia elettromagnetica che viaggia lungo il mezzo tridimensionale (cavo coassiale o guida d'onda rettangolare) fino al DUT sul wafer e ai suoi pad di contatto. Questa transizione deve essere eseguita con distorsioni minime di adattamento di impedenza e campo. Ciò è particolarmente difficile da ottenere a frequenze sub-millimetriche: i processi di produzione delle sonde di precisione per wafer diventano fattori cruciali che contribuiscono alle prestazioni complessive del sistema.

Le sonde di precisione contribuiscono anche a migliorare l'adattamento per effettuare una migliore calibrazione e ottenere risultati di misura migliori su un'ampia gamma di frequenze. Le sonde da 220 GHz MPI TITAN incorporano punte di contatto MEMS da 50 Ω perfettamente adattate per garantire risultati ottimali su una gamma di frequenze estreme.

Un altro aspetto importante dello schema della sonda è la visibilità dei contatti della punta. Lo schema costruttivo delle sonde TITAN offre un'eccellente visibilità dei contatti della punta durante i touchdown, ottimizzando così la possibilità di effettuare touchdown accurati.

Ciò rende possibile il posizionamento coerente della sonda RF sugli standard di calibrazione e sui piccoli elettrodi del DUT, aiutando a ottenere una migliore ripetibilità e riproducibilità delle misure anche da parte di operatori inesperti.

Un aspetto spesso trascurato della tecnologia della sonda è la sua usura: dopo più cicli, la lunghezza della punta della sonda si riduce naturalmente. Grazie al suo particolare e unico design, nella sonda TITAN da 220 GHz le caratteristiche elettriche rimangono invariate anche dopo centinaia di migliaia di cicli. Pertanto, la durata della sonda supera quella di sonde comparabili realizzate con altre tecnologie, anche con la metallizzazione del pad Al DUT, riducendo ulteriormente il costo del collaudo e il ROI della cella di test.

Due moduli collegati a sonde per waferFig. 5: Due moduli collegati a sonde per wafer che coprono l'intera gamma di frequenze dello strumento di 70kHz- 220GHz (operativo a 226 GHz)

È stata discussa la linearità del ricevitore e un grafico della compressione complessiva del ricevitore è riportato mostrato nella Figura 6. È stato ottenuto ad una potenza di -5 dBm utilizzando uno stimolo esterno e rappresenta la distorsione nella trasmissione rispetto a quella vista a -20 dBm.

Questo ragionevole livello di prestazioni per un VNA alle onde millimetriche è resa possibile consentita dall'attento controllo della forma d'onda dell'oscillatore locale utilizzato per pilotare i convertitori di frequenza a campionamento (ad esempio, [14]).

Anche il controllo della potenza è stato illustrato in precedenza come un importante attributo di misura per questo tipo di applicazioni. Un modo per ottenere la regolazione della potenza è quello di utilizzare un circuito di rilevamento eterodina che alimenta un anello di livellamento con costanti di tempo e guadagno ampiamente regolabili. Nel sistema di esempio, ciò consente di ottenere un ampio intervallo di controllo (~ 35 dB a 225 GHz mostrato nella Figura 7 e generalmente oltre -40 dB sotto i 220 GHz) con una ragionevole linearità di controllo.

Compressione del ricevitore

Figura 6: La compressione del ricevitore nel sistema di Figura 4 è tracciata qui in una porta a -5 dBm rispetto ad una potenza della porta a -20 dBm.

Intervallo di controllo della potenza a 225 GHzFig. 7: Intervallo di controllo della potenza a 225 GHz per il sistema della Figura 4. Un anello di livellamento riconfigurabile consente di ottenere un ampio controllo della potenza nella gamma delle onde millimetriche

La stabilità è importante per massimizzare il tempo tra le calibrazioni della punta della sonda ed evitare di aggiungere distorsioni dei dati che potrebbero rendere più complicato l'adattamento del modello o altre analisi.

La misura di una linea passante thru (che si trova nella struttura coassiale dell'interfaccia della porta) per 18 ore a 25±3 °C è riportata nella Figura 8.

Come ci si potrebbe aspettare con le variazioni di temperatura che interessano i cavi dell'oscillatore locale, c'è un certo aumento della deriva di frequenza poiché il fattore di moltiplicazione dell'oscillatore locale aumenta lungo quell'asse. I ricevitori VNA vengono utilizzati sotto i 30 GHz, quindi il cavo RF per i moduli (vedere la Figura 4) sarà più importante in tale intervallo di frequenze.

Misura della stabilità su una linea thru per 24 oreFig. 8: Misura della stabilità su una linea thru per 24 ore per il sistema di Figura 4

Sommario

Le misure con gli analizzatore di reti (VNA) a banda larga nello spettro delle onde millimetriche sono sempre più necessarie e a frequenze sempre maggiori.

Tra le difficoltà di esecuzione delle misure da superare vi sono la necessità di concatenare i dati riferiti a più sottobande (stitching), il controllo della potenza, la linearità e la stabilità dei dati.

Un modo per ridurre o superare alcuni di questi problemi è quello di utilizzare un sistema di misura integrato a banda larga da 220 GHz, che consente di coprire l’intera gamma di frequenze con una singola connessione al dispositivo in prova.

La linearità, il controllo della potenza, le prestazioni in termini di rumore e la stabilità consentiti da un tale sistema permettono di ottenere prestazioni di misura migliori in diversi casi applicativi.

 

*Jon Martens e Tom Roberts lavorano in Anritsu Company, Andrej Rumiantzev e Kooho Jung lavorano in MPI Corporation


Riferimenti bibliografici


1. H. Chen, H. Zhang, S. Chung, J. Kuo, and T. Wu, “Accurate systematic model-parameter extraction for on-chip spiral inductors,” IEEE Trans. Elec. Dev., vol. 55, pp. 3267-3273, Nov. 2008.

2. I. Angelov, K. Kanaya, S. Goto, and M. Addasi, “On the high frequency de-embedding and modeling of FET devices,” 73rd ARFTG Conf. Dig., pp. 1-4, June 2009.

3. C. Fager, L. J. P. Linner, and J. C. Pedro, “Optimal parameter extraction and uncertainty estimation in intrinsic FET small-signal models,” IEEE Trans. Micr. Theory Techn., vol. 50, pp.2797-2803, Dec. 2002.

4. M. T. Yang, P. P. C. Ho, Y. J. Wang, T. J. Yeh, and Y. T. Chia,” Broadband small-signal model and parameter extraction for deep sub-micron MOSFETS valid up to 110 GHz,” 2003 RFIC Symp. Dig., pp. 369-372, June 2003.

5. D. Williams, W. Zhao, R. A. Chamberlin, J. Cheron, and M. Urteaga, “Verification of a foundry-developed transistor model including measurement uncertainty,” 87th ARFTG Conf. Dig., June 2016, pp. 1-4.

6. J. Martens, “Parameter extraction from 110+ GHz S-parameter measurements: a heuristic analysis of sensitivity and uncertainty propagation,” 2011 COMCAS Conf. Dig., Nov. 2011, pp. 1-4.

7. D. F. Williams, A. C. Young, and M. Urteaga, "A prescription for sub-millimeter-wave transistor characterization," IEEE Transactions on Terahertz Science and Technology, vol. 3, pp. 433-439, April 2013.

8. N. Derrier, A. Rumiantsev, and D. Celi, "State-of-the-art and future perspectives in calibration and de-embedding techniques for characterization of advanced SiGe HBTs featuring sub-THz fT/fMAX," IEEE Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting (BCTM), Portland, OR, 2012.

9. D. F. Williams et al., "Calibration-kit design for millimeter-wave silicon integrated circuits," IEEE Trans. On Micr. Theory and Techn., vol. 61, pp. 2685-2694, July 2013.

10. X. Ye, “De-embedding errors due to inaccurate test fixture characterization,” IEEE Electromagnetic Compatibility Mag., Vol. 1 No. 4, April 2012.

11. J. Martens, “Common adapter/fixture extraction techniques: sensitivities to calibration anomalies,” 74th ARFTG Conf. Dig., Dec. 2009, pp. 1-11.

12. L. Galatro, S. Galbano, A. Santaniello, and M. Spirito, “Power control for S-parameters and large signal characterization at (sub)-mmWave frequencies,” 85th ARFTG Conf. Dig., June 2015, pp. 1-4.

13. J. Martens, K. Noujeim and T. Roberts, “An Improved Stability Broadband/mmWave VNA Structure,” 77th ARFTG Conf. Dig., June 2011, pp. 1-4.

14. J. Martens, “Sub-mmWave and THz frequency conversion: LO waveform control and sampling technologies,” 8th ESA workshop on millimeter-wave technology and applications, Dec. 2018.

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